开关型锂离子电池充电控制器MAX745应用

1　引言

　　MAX745具有锂离子电池组充电所需的全部功能。在不需要任何散热的条件下，恒定充电电流可达4A，充电电压非常稳定，电池两端最大电压误差只有±0.75％。该充电器可以选用廉价的公差为1％的普通电阻设定充电电压，并且可以选用廉价的N沟道MOSFET作开关控制器件。

　　MAX745采用双回路稳定充电电压和充电电流。采用精度为1％的普通电阻，单体电池的充电电压即可在4.0V—4.4V之间调整。改变串联单体电池数选择脚的接法，该充电器可对1—4只锂离子电池充电，充电器总输出电压误差小于±0.75％。

　　该控制器最高输入电压可达24V，可对最高工作电压为18V的电池组充电。控制器开关频率为300kHz，因此充电器噪声很小，所用外部元件的体积也很小。

　　该充电控制器主要用于锂离子电池充电，可用于移动电话、笔记本电脑和各种手持式电子设置。


2　引脚排列及功能

　　MAX745引脚排列如图1所示。各引脚的功能如下：

　　1脚 IBAT： 电流取样放大器的模拟电流源输出。详细说明可参考“充电电流监控”一节。

　　2脚 DCIN：充电器电压输入脚。实际应用中，该脚应接0.1μF旁路电容器。

　　3脚 VL：　芯片电源。由DCIN脚供电的内部5.4V线性稳压器的输出脚。该脚应外接4.7μF旁路电容器。

　　4脚 CCV： 电压调整回路补偿脚。

　　5脚 CCI：　电流调整回路补偿脚。

　　6脚 THM/ SHDN：热敏电阻取样电压输入脚。该脚也具有关断输出的功能。该脚变为低电平时，充电器将关断。

　　7脚 REF：　4.2V基准电压输出脚。该脚应外接0.1μF或容量更大的旁路电容器。

　　8脚 VADJ： 电压调整脚。该脚与REF和GND脚之间外接公差为1％的电阻分压器，设定充电电压可调整10％，不需要采用公差为0.1％的精密电阻，输入电压范围为0V—UREF。

　　9脚 SET1： 该脚与REF和GND脚之间外接电阻分压器，设定充电电流。

　　10脚 GND：模拟信号接地脚。

　　11脚 CDLL1：选择串联电池数的逻辑信号输入脚。

　　12脚 CELL2：选择串联电池数的逻辑信号输入脚。

　　13脚 STATUS：在稳流状态下，该脚为开漏极MOSFET灌电流输入脚。在稳压状态下，该脚为高阻抗输入脚。该脚应通过1kΩ—100kΩ上拉电阻接到VL脚，该脚也可驱动发光管LED，用灯光指示调整状态，如果不需要此功能时，该脚应悬空。

　　14脚 BATT：电池电压取样输入和电流取样负输入脚。

　　15脚 CS：　电流取样正输入脚。

　　16脚 PGND：电源接地脚。

　　17脚 DLO： 低端功率MOSFET驱动器输出脚。

　　18脚 DHI：　高端功率MOSFET驱动器输出脚。

　　19脚 LX：　 接高端功率MOSFET源极。

　　20脚 BST：　高端功率MOSFET驱动器电源输入端。


3　基本工作原理

　　MAX745内部框图如图2所示，主要由基准电压源、电流型PWM控制器、电流误差放大器、

图2　 MAX745内部框图

　　电压误差放大器等部分组成。该器件内部可产生5.4V和4.2V两种基准电压。5.4V电压除了给该集成电路供电外，还可经VL脚给外部电路供电。4.2V为该器件的基准电压。该基准电压通过外接电阻分压器，可给电流误差放大器、电压误差大器和温度误差放大器提供不同的基准电压。4.2V基准电压还可经REF脚给外电路供电。

　　BATT脚和CS脚之间的电流取样电阻两端电压经电流取样放大后，加到电流误差放大器GMI反相输入端，与加在同相输入端的基准电压比较并放大后，又经箝位电路加入PWM逻辑电路。该逻辑电路输出通过高端和低端MOSFET驱动器，控制外接的高端和低端MOSFET导通与关断。当电池组电压低于设定的充电电压极限值时，充电器处于恒流充电状态。此时改变PWM逻辑电路输出脉冲的宽度，可使充电电流维持恒定。为了提高充电电流的稳定性，可在CCI脚外接电容器，以便补偿电流误差放大器的特性。

[p] [p] 4.4 PWM控制器

　　电池电压和电流由电流型PWM型DC/DC变换器控制。该控制器通过驱动两只外接N沟道MOSFET，控制输入电源的接通与关断。该控制器通过设定开关电压的脉冲宽度，使充电电流和电池电压保持稳定。采用双N沟道MOSFET，可降低元器件的价格。

　　PWM控制器的核心是一个多输入比较器。该比较器将三个输入信号相加，以决定开关信号脉冲的宽度，从而设定电池电压和电流。三个信号分别是电流取样放大器的输出电压、GMV或GMI误差放大器的输出电压和确保电流控制回路稳定的斜率补偿信号。

　　电流取样放大器的输出电压，通过PWM比较器与GMV或GMI放大器输出较低的误差电压比较。采用电流型反馈可减小电感对输出LC滤波器的影响，从而使电路稳定工作。

4.5 MOSFET驱动器

　　MAX745通过改变外接N沟道MOSFET导通与关断的时间，调整电池充电电压和电流。由于高端N沟道MOSFET的栅极驱动电压必须高于输入电源电压，所以必须用充电泵来提高栅极电压。在实际应用电路中，当同步整流MOSFET（MIB）导通时，电容器C7通过二极管VD2充电。由于C7的一端接LX脚（MIA的源极），所以高端驱动器输出脚（DHI）可使高端MOSFET的栅极电压升高到BST脚电压。该脚电压高于输入电源电压，因此可使高端MOSFET导通。

　　同步整流MOSFET(MIB)与普通续流二极管的作用相同，但电压降较低，因此可以提高充电器的效率。从高端MOSFET关断到同步整流MOSFET导通之前有一个死区时间，从同步整流MOSFET关断到高端MOSFET导通之前也有一个死区时间，LX脚与电源接地脚PGND之间（也即MIB的漏极和源极之间）接入肖特基二极管VD1，在开关转换期间，可防止因同步整流MOSFET的体二极管在死区内导通而产生短路电流。如果对充电器的效率要求不高，可以不接二极管VD1，但此时同步整流MOSFET的功耗将增加。

　　因为只有同步整流MOSFET导通时，BST脚外接电容才充电，所以同步整流MOSFET不能用普通的整流管代替，但是为了保证BST脚外接电容器充电，同步整流MOSFET可以用小功率MOSFET（比如2N7002）代替。在这种情况下，大部分充电电流流过二极管VD1，而不是流过同步整流MOSFET。

4.6 内部稳压器和基准电压源

　　MAX内部低压差线性稳压器输出的5.4V电压加在VL脚，除了给内部电路供电外，还可给外部电路供电。线性稳压器输出电流为25mA，内部电路约需4mA，因此VL脚可为外电路提供21mA电流。外接MOSFET的栅极驱动电流由VL脚提供。估算MOSFET所需的驱动电流时，可用MOSFET栅极电荷乘以开关频率（300kHz）。为确保电源电压稳定，VL脚应外接4.7μF电容器。
　
　　内部5.4V稳压电源再经过一级低压差稳压器后，可产生4.2V基准电压，为了保证基准电压稳定，REF脚应外接容量等于或大于0.1μF的电容器。

4.7 最高输入电压

　　充电器输入电压必须比最高电池电压高2V，充电电压才能稳定在规定值。由交流适配器供电时，充电器输入电压中交流纹波分量较大，纹波最低点的电压仍必须比最高电池电压高2V。

　　采用实际应用电路中的元件，最高输入电压可按下式计算：

式中 UIN为输入电压；VD6为二极管D6两端电压，典型值为0.4V—0.5V;ICHG为充电电流；RDS(ON)为高端MOSFET（MIA）的导通电阻；RL为电感的串联电阻值；RI为电流取样电阻的阻值。