双正激变换器中高频变压器激磁电感的作用研究

摘要：　　分析了双正激DC/DC变换电路中的高频变压器的激磁电感对电路正常运行的影响，导出了高频变压器能正常复位时的高频变压器的激磁电感、电路工作占空比、开关频率和开关寄生电容之间的关系，并在3.5kW双正激变换器中得到验证。

叙词：双正激DC/DC变换器 激磁电感 电源

Abstract：　　The effect of the magnetizing inductance of the high frequency transformer in two-transistor forward converter is investigated in the paper. Relationship of the magnetizing inductance, duty cycle, switching frequency and parasitic capacitance between drain and source of main switches is found to satisfy magnetic resetting requirement of the transformer. Finally, simulation and experiment results are given to verify the analysis.

Keyword：Two-transistor forward converter magnetizing inductance

1　引言

双管正激变换器较单管正激变换器有很多优点，在电压应力方面，变换器中每个功率器件只需要承受电源电压，而单管正激变换器则要承受两倍的电源电压。此外，与半桥或全桥直流变换器相比，它不存在桥臂直通的危险。

但是双管正激变换器的工作占空比应小于0.5，以实现变压器的磁复位。当双晶体管正激变换器用于大功率场合时，其主开关需要多个功率MOSFET并联。导致主开关上漏极和源极之间的总寄生电容C增大，此时需要更多的时间来复位变压器，这就进一步限制了电路的最大工作占空比，影响变换器的效率。当双管正激变换器的工作占空比接近0.5时，每个开关周期内变压器能否正常复位会影响电路的正常工作。这就需要合理设计变压器的激磁电感。

本文首先分析了双晶体管正激变换器的两种可能的工作方式，进一步分析了实现高频变压器正常复位时的高频变压器激磁电感与工作占空比、工作频率之间的关系，并比较了主开关用两个IRFP460，三个IRFP460和四个IRFP460并联时激磁电感限制值的变化，最后通过仿真和实验加以了验证。

2　工作过程分析

图1为理想双正激变换器的等效电路图，

和

为MOSFET两端的寄生电容。在下面的分析中，假设寄生电容

;变压器的漏感忽略不计;半导体器件是理想开关与电容并联构成;输出电感足够大，电感中电流可认为是一个恒流源;变压器原副边匝比为 。

双管正激变换器在一个开关周期内有两种可能的稳定工作状态。

2.1稳定工作状态一

在稳定工作状态一的一个开关周期中有六个工作阶段，见图2。其工作波形见图3 (a)。

工作区间一：

。在

时刻，开关

和开关

关断。此后，电流值为

的恒定电流给寄生电容

和

充电，开关IMG]2004121716281382940.gif[/IMG]和开关

上的电压线性上升。这个阶段到源极和漏极之间的寄生电容上的电压充电到

时结束。这个阶段持续的时间记为

：

[p]

工作区间二：

。在

时刻，变压器副边电流从副边二极管

换到

。接着激磁电感

、寄生电容

和寄生电容

之间谐振。原边电流

逐渐下降。这个阶段到开关管

和

上的电压谐振到

时结束。这个阶段持续的时间记为

：

当激磁电感

较大时，由于

相对整个周期来说很小，激磁电流可近似表示为：

其中D工作占空比，

，T是开关周期。

工作区间三：

。在

时刻，开关管

和

上的电压达到

。变压器原边续流二极管

和

导通，此后激磁电流线性下降。这个阶段到激磁电流降到零时结束。这个阶段持续的时间记为

：

(3)

工作区间四：[p]

。在

时刻，激磁电流降至零，原边续流二极管

和

截止。此后，激磁电感

和开关管上的寄生电容

和

谐振。这个阶段当

和

上的电压谐振到

时结束。这个阶段持续的时间记为

工作区间五：

。在

时刻，副边二极管

导通，高频变压器的原边电压被钳位至零。并且在这个阶段中一直保持为零。这个阶段到开关管

和

再次导通时结束。持续时间

由工作占空比和开关周期决定。

工作区间六：

。在

时刻，开关管

和

导通，副边续流二极管

中的电流换流到。这个阶段到开关管

和

再次关断时结束。这个阶段的持续时间记为

：

2.2 稳定工作状态二

在稳定工作状态二的一个周期中有五个工作阶段，见图4。其工作波形见图3(b)。

[p]

工作区间一：

。这个阶段的工作过程同阶段

，持续时间记为

：

(5)

工作区间二：

。在

时刻，变压器副边电流从

换到

。此后，高频变压器激磁电感

、寄生电容

和寄生电容

谐振。直到

时刻，由于

和

上的电压小于

，原边续流二极管

和

仍然反偏。这个阶段到激磁电流降至零时结束。持续时间记为

：

(6)

工作区间三：

。在

时刻，激磁电感

仍然在和寄生电容

、

谐振。此后

和

上的电压开始下降。这个阶段到寄生电容IMG]2004121717402956679.gif[/IMG]和

上的电压降至

时结束。持续时间记为

[p]

工作区间四：

。这个阶段的工作过程同稳定工作状态一中的阶段

。持续时间

由工作占空比和开关周期决定。

工作区间五：

。这个阶段的工作过程同稳定工作状态一中的阶段

。持续时间记为

：

(7)

双正激变换器当式(8)成立时工作于稳定工作状态一，否则就工作于稳定工作状态二。

(8)

3.工作条件

为了使高频变压器正常复位，开关管的关断时间应该大于变压器的复位时间。

3.1稳定工作状态一

在这个状态下，当原边续流二

和

关断时，高频变压器复位。即为了使变压器正常复位应满足如下条件：

3.2稳定工作状态二

在这个状态下，原边续流二极管将不会导通。当激磁电流到零时，变压器复位。变压器完全复位的条件为：

从上面的分析中，可得双正激变换器正常工作的条件为：

图5 (a)、图5 (b)和图5 (c)为当开关频率分别为60kHz、80kHz和100kHz时的变压器激磁电感、工作占空比和源漏间总的寄生电容之间的关系。在实际的应用中，开关频率和并联的MOSFET数目首先确定。从图5 (a)、图5 (b)和图5 (c)可知，激磁电感值设计得越大，变压器正常复位所能工作的最大占空比就越小。这就会影响变换器的变换效率。为了增加变换器工作的最大占空比，在高频变压器中加入一个小的气隙来减小变压器的激磁电感。从图5 (a)、图5 (b)和图5 (c)亦可知，当工作占空比和开关频率一定时，为了实现变压器的磁复位，设计的激磁电感值应该随着并联的MOSFET数目的增加而减小。

图6 (a)、图6 (b)和图6 (c)为主开关并联的MOSFET数目为两个IRFP460、三个IRFP460和四个IRFP460时的变压器激磁电感、工作占空比和开关频率之间的关系。从图6 (a)、图6 (b)和图6 (c)可知，当工作占空比和并联的MOSFET数目一定时，为了实现变压器的磁复位，设计的高频变压器的激磁电感值应该随着开关频率的增加而减少。

当开关频率、并联的MOSFET数目和最大工作占空比确定之后，从图5(a)、图5 (b)、图5 (c)或图6(a)、图6 (b)、图6 (c)中很容易得到激磁电感的限制值。例如，当f=80KHz、D=0.4且并联的MOSFET数目为四个IRFP460时，激磁电感

应该小于3.5mH。

4.仿真和实验结果

电路仿真和实验中的参数为输入

，主开关并联的IRFP460的数目为四个(每个IRFP460的源漏间等效电容为680pF)，输出电感为

[p]

，输出电容为

，开关频率为

，工作占空比为D=0.4，高频变压器原副边匝比为n=1：3，输出电流为

。

图7 (a) 为开关管的驱动波形。图7 (b)、图7 (c)和图7 (d)为激磁电感值分别取

5.结论

本文分析了双正激变换器的两种稳定工作状态，得出了在不同数目MOSFET并联下，高频变压器能正常复位时的高频变压器的激磁电感、电路工作占空比和开关频率之间的关系。结果表明，当主开关由多个MOSFET并联时，激磁电感值应合理设计以变压器的正常复位。

参考文献

[1]Han Feng, Dehong Xu and Y.S.Lee, “Comparison of Interleaving Methods of Two-Transistor Forward Converter”, PEDS’99, July 1999.

[2]Feng Han, Xu Dehong and Mikihiko Matsui, “A Novel ZVT Circuit for Interleaving Two-transistor Forward Converter”, Apec’2000.

[3]C.H.G Treviso, A.A.Pereira, etal, ”A 1.5kw operation with 90% efficiency of a two transistor forward conveter with non-disspative snubber”, PESC’98, P696-700.

[4]Michael T. Zhang; Milan M, Jovanovic and F.C. Lee, “Analysis and evaluation of interleaving Techniques in forward converters”, IEEE Trans. on PE. Vol.13, No.4, July 1995.