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大电流便携式DC/DC变换中MOSFET功耗的计算

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0    引言

    众所周知,今天的便携式电源设计者所面临的最严峻挑战就是为当今的高性能CPU提供电源。近年来,内核CPU所需的电源电流每两年就翻一番,即便携式内核CPU电源电流需求会高达40A之大,而电压在0.9V和1.75V之间。事实上,尽管电流需求在稳步增长,而留给电源的空间却并没有增加,这个现实已达到甚至超出了在热设计方面的极限。

    对于如此大电流的电源,通常将其分割为两个或多相,即每一相提供15A到25A,例如,将一个40A电源变成了两个20A电源。虽然可以使元器件的选择更容易,但是并没有额外增加板上或环境空间,对于减轻热设计的工作基本上没有多大帮助。这是因为在设计大电流电源时,MOSFET是最难确定的器件。这一点在笔记本电脑中尤其显著,在这种环境中,散热器、风扇、热管和其它散热方式通常都留给了CPU。而电源设计常常要面临诸多不利因素,诸如狭小的空间和静止的气流以及其元器件散发的热量等恶劣环境,而且,没有任何其它方式可以用来协助散热。

    那么如何挑选MOSFET呢?回答是,在挑选MOSFET时,首先要选择有足够的电流处理能力的,并具有足够的散热通道的,最后还要从量化上考虑必要的热耗和保证足够的散热路径,据此,计算出MOSFET的功耗,并确定它们的工作温度。本文分析了一个多相、同步整流、降压型CPU电源中MOSFET功耗的计算方法。

1    MOSFET功耗的计算

    为了确定一个MOSFET是否适合于特定的应用,必须计算其功耗,MOSFET功耗( P L)主要包含阻性损耗( P R)和开关损耗( P S)两部分,即

    P L= P R+ P S

    MOSFET的功耗很大程度上依赖于它的导通电阻 R DS(on),但是,MOSFET的 R DS(on)与它的结温 T j有关。而 T j又依赖于MOSFET管的功耗以及MOSFET的热阻 θ JA。由于功耗的计算涉及到若干个相互依赖的因素,为此,可以采用一种迭代过程获得我们所需要的结果,如图1流程所示。

图1    选择同步整流和开关MOSFET的迭代过程流程

    迭代过程起始于为每个MOSFET假定一个 T j,然后,计算每个MOSFET各自的功耗和允许的环境温度。当允许的环境温度达到或略高于机壳内最高温度设计值时,这个过程便结束了。这是一种逆向的设计方法,因为,先从一个假定的 T j开始计算,要比先从环境温度计算开始容易一些。

    能否将这个计算所得的环境温度尽可能地提高呢?回答是不行的。因为,这势必要求采用更昂贵的MOSFET,并在MOSFET下铺设更多的铜膜,或者要求采用一个更大、更快速的风扇产生气流等,所有这些都是不切实际的。

    对于开关和同步整流MOSFET,可以选择一个允许的最高管芯结温 T j(hot)作为迭代过程的出发点,多数MOSFET的数据手册只规定了+25℃下的最大 R DS(on),不过最近有些产品也提供了+125℃下的最大值。MOSFET的 R DS(on)随着温度的增高而增加,典型温度系数在0.35%/℃~0.5%/℃之间,如图2所示。如果拿不准,可以用一个较为保守的温度系数和MOSFET的+25℃规格(或+125℃规格),在选定的 T j(hot)下以最大 R DS(on)作近似估算,即

    R DS(on)hot= R DS(on)SPEC{1+0.005×〔 T j(hot)- T SPEC〕}(1)

式中: R DS(on)SPEC为计算所用的MOSFET导通电阻;

      T SPEC为规定 R DS(on)SPEC时的温度。

图2    典型功率MOSFET导通电阻的温度系数

〔在0.35%/℃(实线)至0.5%/℃虚线之间〕

    利用计算出的 R DS(on)hot可以确定同步整流和开关MOSFET的功耗。为此,将进一步讨论如何计算各个MOSFET在给定的管芯温度下的功耗,以及完成迭代过程的后续步骤,其整个过程详述如图1所示。 [p]

1.1    同步整流的功耗

    除最轻负载外,同步整流MOSFET的漏、源电压在开通和关闭过程中都会被续流二极管钳位。因此,同步整流几乎没有开关损耗,它的功耗PL只须考虑阻性损耗即可。最坏情况下的损耗发生在同步整流工作在最大占空比时,也就是输入电压达到最低时。利用同步整流的 R DS(on)和工作占空比,通过欧姆定律可以近似计算出它的功耗,即

    P L=〔× R DS(on)hot〕×(2)

1.2    开关MOSFET的功耗

    开关MOSFET的阻性损耗 P R计算和同步整流非常相似,也要利用它的占空比(但不同于前者)和 R DS(on)hot,即

    P R=〔× R DS(on)hot〕×(3)

    开关MOSFET的开关损耗计算起来比较困难,因为它依赖于许多难以量化并且没有规范的因素,这些因素同时影响到开通和关断过程。为此,可以首先用以下粗略的近似公式对某个MOSFET进行评价,然后通过实验对其性能进行验证,即

    P S=(4)

式中: C rss为MOSFET的反向传输电容(数据手册中的一个参数);

      f s为开关频率;

      I gatb为MOSFET的栅极驱动器在MOSFET处于临界导通( V gs位于栅极充电曲线的平坦区域)时的吸收/源出电流。

    若从成本因素考虑,将选择范围缩小到特定的某一代MOSFET(不同代MOSFET的成本差别很大),就可以在这一代的器件中找到一个能够使功率耗散最小的器件。这个器件应该具有均衡的阻性和开关损耗,使用更小、更快的器件所增加的阻性损耗将超过它在开关损耗方面的降低,而使用更大〔而 R DS(on)更低〕的器件所增加的开关损耗将超过它对于阻性损耗的降低。

    如果 V in是变化的,需要在 V in(max)和 V in(min)下分别计算开关MOSFET的功耗。最坏情况可能会出现在最低或最高输入电压下。该功耗是两种因素之和:在 V in(min)时达到最高的阻性耗散(占空比较高),以及在 V in(max)时达到最高的开关损耗。一个好的选择应该在 V in的两种极端情况下具有大致相同的功耗,并且在整个 V in范围内保持均衡的阻性和开关损耗。

    如果损耗在 V in(min)时明显高出,则阻性损耗起主导作用。这种情况下,可以考虑用一个电流更大一点的MOSFET(或将一个以上的MOSFET相并联)以降低 R DS(on)。但如果在 V in(max)时损耗显著高出,则应该考虑用电流小一点的MOSFET(如果是多管并联的话,或者去掉一个M0SFET),以便使其开关速度更快一点。如果阻性和开关损耗已达平衡,但总功耗仍然过高,也有多种办法可以解决:

    ——改变或重新定义输入电压范围;

    ——降低开关频率以减小开关损耗,或选用 R DS(on)更低的MOSFET;

    ——增加栅极驱动电流,有可能降低开关损耗;

    ——采用一个技术改进的MOSFET,以便同时获得更快的开关速度、更低的 R DS(on)和更低的栅极电阻。

    需要指正的是,脱离某个给定的条件对MOSFET的尺寸作更精细的调整是不大可能的,因为器件的选择范围是有限的。选择的底线是MOSFET在最坏情况下的功耗必须能够被耗散掉。

2    关于热阻

    按照图1所示,继续进行迭代过程的下一步,以便寻找合适的MOSFET来作为同步整流和开关MOSFET。这一步是要计算每个MOSFET周围的环境温度,在这个温度下,MOSFET结温将达到我们的假定值。为此,首先需要确定每个MOSFET结到环境的热阻 θ JA。 [p]

    热阻的估算可能会比较困难。单一器件在一个简单的印刷板上的 θ JA的测算相对容易一些,而要在一个系统内去预测实际电源的热性能是很困难的,因为,那里有许多热源在争夺有限的散热通道。如果有多个MOSFET被并联使用,其整体热阻的计算方法,和计算两个以上并联电阻的等效电阻一样。

    我们可以从MOSFET的 θ JA规格开始。对于单一管芯、8引脚封装的MOSFET来讲, θ JA通常接近于62℃/W。其他类型的封装,有些带有散热片或暴露的导热片,其热阻一般会在40℃/W至50℃/W(见表1所列)。可以用下面的公式计算MOSFET的管芯相对于环境的温升 T j(rise),即

    T j(rise)= P L× θ JA(5)

    接下来,计算导致管芯达到预定 T j(hot)时的环境温度 T ambient, 即

表1    MOSFET封装的典型热阻

封装 θ JA/(℃/W)

最小引线面积

θ JA/(℃/W)

敷铜4.82g/cm2

θ JA/(℃/W)
SOT23(热增强型) 270 200 75
SOT89 160 70 35
SOT223 110 45 15
8引脚μMAX/Micro8(热增强型) 160 70 35
8引脚TSSOP 200 100 45
8引脚SO(热增强型) 125 62.5 25
D-PAK 110 50 3
D2-PAK 70 40 2
说明:由于封装的机械特性、管芯尺寸和安装及绑定方法等原因,所以同样封装类型的不用器件,以及不同制造商出品的相似封装的热阻也各不相同,为此,应仔细考虑MOSFET数据手册中的热信息。

 

    T ambient= T j(hot)- T j(rise)(6)

    如果计算出的 θ JA低于机壳的最大额定环境温度,必须采用下列一条或多条措施:

    ——升高预定的 T j(hot),但不要超出数据手册规定的最大值;

    ——选择更合适的MOSFET以降低其功耗;

    ——通过增加气流或MOSFET周围的铜膜降低 θ JA

    再重算 T ambient(采用速算表可以简化计算过程,经过多次反复方可选出一个可接受的设计)。而表1为MOSFET封装的典型热阻。

    如果计算出的 T ambient高出机壳的最大额定环境温度很多,可以采取下列一条或全部措施:

    ——降低预定的 T j(hot)

    ——减小专用于MOSFET散热的铜膜面积;

    ——采用更廉价的MOSFET。

    这些步骤是可选的,因为在此情况下MOSFET不会因过热而损坏。不过,通过这些步骤只要保证 T ambient高出机壳最高温度一定裕量,便可以降低线路板面积和成本。

    上述计算过程中最大的误差源来自于 θ JA。应该仔细阅读数据手册中有关θJA规格的所有注释。一般规范都假定器件安装在4.82g/cm2的铜膜上。铜膜耗散了大部分的功率,不同数量的铜膜 θ JA差别很大。例如,带有4.82g/cm2铜膜的D-Pak封装的 θ JA会达到50℃/W。但是如果只将铜膜铺设在引脚的下面, θ JA将高出两倍(见表1)。如果将多个MOSFET并联使用, θ JA主要取决于它们所安装的铜膜面积。两个器件的等效 θ JA可以是单个器件的一半,但必须同时加倍铜膜面积。也就是说,增加一个并联的MOSFET而不增加铜膜的话,可以使 R DS(on)减半但不会改变 θ JA很多。最后, θ JA规范通常都假定没有任何其它器件向铜膜的散热区传递热量。但在大电流情况下,功率通路上的每个元器件,甚至是印刷板线条都会产生热量。为了避免MOSFET过热,须仔细估算实际情况下的 θ JA,并采取下列措施:

    ——仔细研究选定MOSFET现有的热性能方面的信息;

    ——考察是否有足够的空间,以便设置更多的铜膜、散热器和其它器件;

    ——确定是否有可能增加气流;

    ——观察一下在假定的散热路径上,是否有其它显著散热的器件;

    ——估计一下来自周围元件或空间的过剩热量或冷量。

3    结语

    热管理是大电流便携式DC/DC设计中难度较大的领域之一。这种难度迫使我们有必要采用上述迭代流程。尽管该过程能够引领热性能设计者靠近最佳设计,但是还必须通过实验来最终确定设计流程是否足够精确。应计算MOSFET的热性能,为它们提供足够的耗散途径,然后在实验室中检验这些计算,这样有助于获得一个耐用而安全的热设计。

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