一种新颖的完全断续箝位电流模式功率因数校正电路

摘要：提供了一种新颖的宽输入范围、完全DCM、箝位电流工作模式的Boost功率因数校正电路控制方法。该控制方法不存在Boost电路中二极管的反向恢复，从而提高了整个电路的效率，同时，该方案获得了低的总谐波畸变（ THD ）和较高的功率因数（ PF ）。该方案适合于中低功率场合的应用。给出了具体的理论分析和一个100W的电路实验数据。

关键词：电流箝位升压；功率因数校正；完全断续电流模式

0 引言

在以往的有源功率因数校正电路拓扑中，一个带乘法器的控制芯片不可避免。为了降低成本，一种电流箝位（Clamped Current Boost,CCB）的控制方法可以简化电路。在这种电路中，每半个周期中开关电流峰值被箝位至一个参考值。输入电流的波形跟随输入电压，这样就可以得到理想的THD。由于它不需要乘法器来提供一个电流参考值，而可以利用任何一种峰值电流控制的芯片（如UC3843）来完成这个功能，从而大大降低了成本，简化了电路。

但是，以往提出的箝位电流模式电路，在低输入电压时工作在断续电流DCM，在高输入电压时工作在连续电流模式CCM。而CCM的工作方式存在两个缺点：一是电路中的续流二极管的反向恢复，这降低了电路的效率；二是电路中的电感值比较大，这给提高电路的功率密度带来了困难。

本文提出了一种在通用的整个输入电压范围内工作在DCM的CCB PFC电路。该电路消除了二极管的反向恢复问题，从而提高了电路的工作效率；同时，由于工作在电流断续模式，电感量减小，这样就可以减小电感的体积，提高功率密度。

本文给出了该电路拓扑的数学分析并且给出了一个100W的电路实验结果。

1 理论分析

电路原理图如图1所示。在进行分析之前，假设以下条件成立：

——所有的元器件都是理想的；

——变换器工作在稳态时，开关频率远大于交流母线的频率，从而可以认为在一个开关周期内，输入电压是恒定的；

——输入电压是理想的正弦波 v _ac= V _msin( ω _L t )，其中 ω _L为交流母线的频率；

——参考电压在一段时间内是一个恒定值 V _ref；

——输出电压是恒定的。

图1 CCB PFC电路

为了便于分析，使得计算的结果与具体的电路参数无关，我们采用标幺值，即令

V _b= V _o；

I _b= V _o/ R _t( R _t=2 L / T _s， T _s为开关周期)；

则输入的电压峰值为：

V _m= V _m/ V _b（1）

与传统的CCB PFC电路不同，在整个母线电压输入周期内，该电路工作在电流断续模式。在每半个周期内，有两种电流断续工作模式。如图1所示，在开关周期开始阶段，Boost电路中的开关管处于开通的状态，电感中的电流 i _L从零开始增加。在采样电压（ R _i i _L）达到参考电压（ V _ref）和斜率补偿电压（ V _R）的和,或者达到最大占空比时，开关管关断，电感电流线性减小（如图2）。这两种工作模式分别定义为DCM₂和DCM₁。

(a) DCM₁( D = D _max)

(b) DCM₂( D D _max)

图2 两种电流断续工作模式

对一个周期内电感电流求平均值，可以得到两种DCM工作模式下的电流归一化后的表达式分别为：

i_{L ,avDCM1}=（2）

i_{L ,avDCM2}=（3）

式中： K _r为电流模式斜率补偿深度系数。

DCM₁和DCM₂的边界条件为：

D == D _max（4）

式中：斜率补偿 M _c= I _R/( D _max T _s)， I _R为斜率补偿电流。

因此，可以得出DCM₁和DCM₂两种工作模式的边界点为：

ω _L t =arcsin

式中：为斜率补偿电流峰值。

由前所述，可以得到每半个周期的平均电流归一化暂态值：

i_{L av}( ω _L t )=（5）

由上面的分析可以得到每半个工频周期，在不同输入电压下，输入电流的的波形如图3所示。

图3 输入电流波形与输入电压的关系图 [p]

Boost电感值必须保证在整个周期内，电路工作在DCM模式。

在最小输入电压下的电流峰值为：

I _inp= P _o/( ηV _in,rms,min)（6）

式中： P _o为输出功率;

η 为最低效率;

V _in,rms,min为最低的输入电压幅值。

所以，电感值由式（7）决定。

( V _inpmin/ L ) D _lmin T _s>=2 I _inp（7）

式中： V _inpmin为最小输入电压峰值；

D _lmin为在最小输入电压时的最小占空比，即

D _lmin=( V _o－ V _inpmin)/ V _o（8）

输出电容必须满足式（9）。

C _o>= P _o/(2π f _line V _oΔ V _o)（9）

标幺化的功率因数可以由式（10）获得。

PF = P _in/( V _inrms I _inrms)（10）

式中：

P _in= V _m"sin( ω _L t )| i_{L av}( ω _L t )d ω _L t （11）

=（12）

V _inrms= V _m/（13）

那么,

I _i,k=( i_{L av}DCM₁sin( kω _L t )d ω _L t ＋ i_{L av}DCM₁sin( kω _L t )d ω _L t

＋ i_{L av}DCM₁sin( kω _L t )d ω _L t （14）

THD =， k =3,5,...(2 N ＋1)（15）

2 实验结果

设定以下工作条件：

V _m=127～311V； f _line=50Hz； V _o=380V；

P _o=100W； η =0.92； f _s=77kHz； D _max=0.95。

参数设定为：

L =370μH； K _r=0.22； C =68μF，选用68μF/400V铝电解电容。

电路图如图4所示。

图4 实验电路图

获得的电路波形如图5所示，由图5可以看出，实验结果符合理论分析。

(a) V _in=90V [p]

(b) V _in=120V

(c) V _in=220V

(d) V _in=265V

图5 实验电路波形图

表1为实验获得的 PF 和 THD 与 V _in,rms关系。由表1可以看出，该电路符合IEC-3-2的标准。

表1 PF，THD与输入电压关系表

该电路在满负载( V _o=380V， I _o=0.263A)下的效率测试如图6所示。

图6 满负载、不同电压下的电路效率

3 结语

本文对一种在通用的整个输入电压范围内实现DCM CCB PFC的电路拓扑，进行了详细的理论分析，实验结果证明了该电路可以满足IEC1000-3-2标准。同时，由于它消除了二极管的反向恢复，采用电流断续模式，提高了电路的工作效率和功率密度。这对于中小功率的应用有很大的吸引力。