LLC型串并联谐振变换器参数分析与运用

3 电路分析

当开关频率f<f0时可知谐振网络呈容性状态，不利于开关管的ZVS开关，就不展开讨论了，下面先以开关频率范围f0<f<fr来分析LLC谐振电路的工作过程。

在f0<f<fr频率范围内变换器会因负载不同，其工作过程也有所不同，当电路工作在f0<f<fr范围内时Lr与Cr等效成一容Ceq，整个谐振腔等效为Lm和负载并联再与Ceq，谐振腔阻抗到底呈感性还是容性就要根据频率和负载的轻重(Q值大小)而定。运用Saber软件对LLC半桥谐振变换器在进行仿真，并进行模态分析。变换器Vin=270V，Vo=360V，额定功率500W，其中谐振网络参数如下：Lr=27．4μ，Lm=137μ，Cr=92．4n。

3．1 不同负载下的仿真与分析

3．1．1 满载

满载情况下的模态分析及仿真波形分别如图3及图4所示。

Model(t0～t1)：t0时刻S2关断，谐振电流对C2、C1(分别为S2、S1的寄生电容)充放电，S1端电压开始下降，当降为零时S1的体二极管导通，为S1的ZVS创造条件。变压器原边电压为上正下负，D1和D4导通，Lm两端电压被箝位为nVo，iLm线性上升，谐振只发生在Lr和Cr之间，Lm未参与谐振。

Mode2(t1～t2)：t1时刻ZVS开通，谐振电流以正弦形式流经S1。流过D1的电流为ir与iLm之差折合到副边的值，由于T>Tr,ir经过半个周期谐振之后S1仍开通，当ir下降到iLm时流过D1和D4电流为零，实现了整流二极管的ZCS关断。

Mode3(t2一t3)：D1和D4 ZCS关断后变压器原副边完全脱开，谐振网络不再向副边传输能量，Lm便不再被箝位于nVO,Lm与Lr、Cr一起谐振，由于Lm较Lr大得多，此时的谐振周期明显变长，近似认为ir保持不变。t3时刻S1关断。

下半个周期的分析与上述过程对称，这里就不再详述了。

从模态分析可见整个工作过程中包括了两个谐振过程，一个是Lr和Cr的谐振，另一个则是Lm与Lr、Cr一起谐振。

3．1．2 轻载

当负载变轻时，谐振电容上的电压变低，如果其两端电压降到满足条件

副边整流二极管将不会导通。从ir和iLm的波形可以看出，向副边传输的能量相对较小，原边有较大环流存在，这使得变换器在轻载时损耗较大，然而也正因为较大的环流保证了开关管在较轻载时也能实现零电压开关，如图5所示。

3．1．3 过载

负载过重时谐振电容两端电压纹波较大，当满足条件时，其工作过程较满载情况下有所不同，在谐振电流ir下降到等于iLm后由于有太多的能量存储在谐振电容上，较高的VCr会使整流二极管导通，进入另一个谐振过程。从图6(a)的ir和iLm波形可见这个谐振过程开关管的关断电流(即为ir的一部分)很小，小于iLm，会使另一MOS管的开通失去零电压开通的条件，如图6(b)所示，谐振回路呈容性。

从上面的仿真分析可知，当频率一定时负载越重桥臂中点间阻抗越易呈容性，负载越轻则易呈感性，更有利于开关管的零电压开关。

3．2 与f>fr时的比较

在开关频率f0<f<fr的条件下谐振网络呈感性，有助于开关管的ZVS开通，且在此频率范围内副边整流二极管的电流断续，从而实现了整流二极管的零电流关断，消除了反向恢复产生的损耗。

而f>fr时的不同就在于由于f>fr在S2开通期间Lr和Cr谐振，谐振电流ir大于激磁电流iLm，S1关断ir对C1、C2充放电ir下降，当S2ZVS开通后ir迅速下降，下降到ir=iLm没有能量传送到副边，此时副边整流二极管完成换流，开始了另半个周期对称的工作过程，可见Lm一直未参与谐振，更像是普通谐振，同时整流二极管上电流连续，换流时会由于反向恢复带来损耗。

4 实验结果与波形

在上述理论分析的基础上构建了一个270V输入，360V输出，300W的LLC谐振半桥变换器，主开关管选用IRF460，副边整流二极管选用DSEll2—12A，变压器原副边匝比n=0．342，谐振网络参数为Lr=27．4μH，Lm=137μH，Cr=92nF。如图7所示，VAB为桥臂中点电压，ir为谐振回路电流的实验波形图。图8和图9分别是满载与轻载时上、下两个MOS管的vgs和vds波形，从实验中也可以看出即使在较轻负载的情况下仍然能满足开关管零电压开通的条件，LLC谐振变换器能在宽范围内实现零电压开关，在300W时其变换效率可达95％以上。

5 结语

本文对LLC型串并联谐振半桥变换器在f0<f<fr频率范围内的工作情况作了详细分析，并对三种主要负载情况进行了仿真分析，并针对设计中的几个主要参数及其对变换器设计与应用产生的影响做了叙述，最后给出了实验结果。